隨著SOC(SystemonChip)的迅速發(fā)展，使用深亞微米標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝的模擬集成電路的設(shè)計(jì)，已成為當(dāng)前芯片設(shè)計(jì)的一種趨勢。CMOS運(yùn)算放大器是模擬電路中重要基本單元，該單元不但要具有傳統(tǒng)運(yùn)放的基本特性，如高增益、低失調(diào)等;而且隨著低電源電壓的要求，還必須具備接近于供電電源電壓和地之間(軌對軌)的輸入共模范圍和輸出擺幅。因此文中基于0.6mCMOS工藝，設(shè)計(jì)了一種軌對軌運(yùn)算放大器。該運(yùn)算放大器采用了3.3V單電源供電，其輸入共模范圍和輸出信號(hào)擺幅接近于地和電源電壓。

1.軌對軌運(yùn)放輸入級的原理

由傳統(tǒng)的差分放大器的直流特性可知，通過適當(dāng)?shù)剡x擇放大器的直流電流和器件特性參數(shù)，對于NMOS差分輸入放大電路可以使其共模輸入范圍的上限值接近于電源電壓VDD，但下限值電位距離地參考點(diǎn)很遠(yuǎn)，達(dá)不到軌對軌運(yùn)放輸入級的軌對軌的共模輸人的要求。同樣，對于PMOS差分輸入放大電路可以使其共模輸入范圍的下限值接近于地參考點(diǎn)，而上限值距離V很遠(yuǎn)，同樣也不能滿足軌對軌的共模輸入的要求。注意到兩種差分輸入放大電路對于共模輸入范圍的互補(bǔ)特性，可將兩種電路并連作為運(yùn)算放大器的輸入級，這樣該輸入級的共模輸入范圍可滿足運(yùn)放輸入級軌對軌的要求。

圖1軌對軌輸入級電路

互補(bǔ)式運(yùn)放差分輸入電路如圖1所示。從圖中可以看出，如果NMOS差分對單獨(dú)工作時(shí)，NMOS差分對管M1，M2的輸入共模范圍為VDD~Vgsn+Vdsat;如果PMOS差分對單獨(dú)工作時(shí)，PMOS差分對管M3，M4的輸入共模范圍為Vss~Vsp+Vdsat;所以兩種差分電路并聯(lián)時(shí)的輸入共模范圍為Vss~VDD，滿足了軌對軌輸入共模電壓范圍的要求，輸入級的最小電源電壓為：

式中，Vgsp為PMOS管的柵源電壓;Vsn為NMOS管的柵源電壓;Vdsat為采用電流鏡作為PMOS差分對和NMOS差分對尾電流管的飽和電壓，即電流源兩端的電壓(這里假設(shè)PMOS差分對和NMOS差分對尾電流相等)。

但是將PMOS差分對和NMOS差分對簡單地并聯(lián)構(gòu)成軌對軌的輸入電路，該電路并不能很好地工作。將該輸入電路工作狀態(tài)根據(jù)共模輸人電壓的不同簡單分成3個(gè)區(qū)域，假設(shè)K=1/2·Kn·(W/L)n=1/2·Kp·(W/L)p;而且兩個(gè)PMOS差分對和NMOS差分對尾電流相等，即PMOS差分對尾電流Ip和NMOS差分對尾電流Ip相等，In=Ip=I，則：

式中，gmn腳為NMOS差分對的跨導(dǎo);gmp為PMOS差分對的跨導(dǎo)。

區(qū)域I：當(dāng)共模輸入電壓接近于電源電壓VDD時(shí)，NMOS差分對處于放大工作狀態(tài)，PMOS差分對處于截止?fàn)顟B(tài)，則輸入電路的跨導(dǎo)為gm。

區(qū)域Ⅱ：當(dāng)共模輸入電壓接近于電源電壓Gnd時(shí)，PMOS差分對處于放大工作狀態(tài)，NMOS差分對處于截止?fàn)顟B(tài)，則輸入電路的跨導(dǎo)為gmn。

區(qū)域Ⅲ：當(dāng)共模輸入電壓處于電源電壓的一半時(shí)，PMOS和NMOS差分對同時(shí)處于放大工作狀態(tài)，則輸入電路的跨導(dǎo)為gmn+gmp=2gmn。

所以，在整個(gè)軌對軌的共模輸入電壓范圍內(nèi)，運(yùn)放的輸入電路的跨導(dǎo)的最大值是其最小值的二倍。由于輸入電路的跨導(dǎo)的不同，會(huì)導(dǎo)致在共模輸入電壓范圍內(nèi)運(yùn)算放大器的增益不同，在相同輸入信號(hào)頻率下相頻的反應(yīng)也會(huì)不同，所以輸出信號(hào)在不同的共模輸入電壓下產(chǎn)生失真，對于整個(gè)電路的相位補(bǔ)償會(huì)相當(dāng)困難，并且有可能導(dǎo)致運(yùn)算放大器工作的不穩(wěn)定。

根據(jù)已有文獻(xiàn)，可以采用較好地解決該問題的方法如下：

(1)PMOS和NMOS差分對工作于亞閾區(qū)，采用控制電路控制NMOS差分對尾電流和PMOS差分對尾電流之和為常數(shù)。

(2)采用平方根電路控制NMOS差分對尾電流的平方根值與PMOS差分對尾電流的平方根值之和為常數(shù)。

(3)采用尾電流開關(guān)控制電路控制PMOS和NMOS差分對尾電流。

(4)采用齊納二極管，用來保持Vgsn+|Vgsp|為常數(shù)。

(5)采用電平移動(dòng)電路來改變輸入差分電路的輸入電平。

不種方法具有不同的優(yōu)缺點(diǎn).文中的運(yùn)算放大器輸入電路采用的是第三種方法。

2.輸入差分對管尾電流控制式

輸入差分對管尾電流控制式軌對軌運(yùn)算放大器如圖2所示。從前面的分析可知，當(dāng)輸入共模電壓為中間值時(shí)的輸入差分電路的跨導(dǎo)，為其輸入共模電壓在共模輸入范圍的最大值或最小值時(shí)的輸入差分電路跨導(dǎo)的兩倍，即gmn+gmp=2gmn=2·(2KI)。所以，只要使兩個(gè)差分對單獨(dú)工作時(shí)的尾電流為其同時(shí)工作時(shí)的尾電流的4倍，就能保證共模輸入電壓在軌對軌的共模輸入范圍內(nèi)輸入級的跨導(dǎo)穩(wěn)定。

圖2輸入差分對管尾電流控制式軌對軌運(yùn)算放大器

如圖2所示。電路包含兩個(gè)分別由開關(guān)管控制的放大倍數(shù)為1：3的電流鏡M13～M14，M8～M7。在輸入共模電壓在很低范圍內(nèi)時(shí)，輸入級N管差分對截止，電流開關(guān)M15閉和，NMOS對管的尾電流被M15引到由M13和M14組成的1：3的電流鏡，從而使PMOS管差分對的尾電流等于原來的4倍。同理，在輸入共模電壓在接近電源電壓VDD范圍內(nèi)時(shí)，P管差分對截止，通過開關(guān)管控制的1：3的電流鏡。N管差分對的尾電流為原來的4倍。在輸入共模電壓處于中間范圍內(nèi)，兩對差分對管同時(shí)導(dǎo)通，控制開關(guān)M15和M14都斷開，兩對開關(guān)控制的電流鏡都不工作，因此實(shí)現(xiàn)了在軌對軌的輸入共模范圍內(nèi)，輸入級的跨導(dǎo)基本相同。

3.仿真分析

采用CadenceSpectre工具對輸入差分對管尾電流控制式軌對軌運(yùn)算放大器進(jìn)行仿真分析，所得到的頻率響應(yīng)特性曲線如圖3所示。

圖3頻率響應(yīng)特性曲線

圖4單位增益?zhèn)鬏斕匦郧€

圖3表明，該運(yùn)放在電源電壓3.3V.輸入共模電壓為1.65V，負(fù)載電阻100kΩ，負(fù)載電容5pF時(shí)，其低頻增益為77dB，單位增益帶寬為4.32MHz，相位裕度為79°。靜態(tài)功耗為1.4mW。圖4為該運(yùn)算放大器的單位增益?zhèn)鬏斕匦郧€，該測試是將運(yùn)放接成電壓跟隨器的方式，通過輸入端的DC掃描，測量運(yùn)放的單位增益響應(yīng)。從圖4可得到，運(yùn)放的輸入輸出的線性度基本達(dá)到了軌對軌的電壓范圍。另外。通過對該運(yùn)放的瞬態(tài)分析得到，運(yùn)放的正負(fù)轉(zhuǎn)換率分別為SR+=3.624V/μs，SR-=3.63V/μs。

該運(yùn)放的性能參數(shù)分別如表1所示，表2所示為在不同的輸入電壓下，運(yùn)放的小信號(hào)放大倍數(shù)。

其小信號(hào)增益最大誤差為2.34dB.相位裕度最大誤差為2.59°，單位增益帶寬最大誤差為0.87MHz。

結(jié)束語

以上就是基于軌對軌CMOS運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)的介紹。該運(yùn)放具有結(jié)構(gòu)簡單，低功耗，高增益和較好的輸入、輸出軌對軌特性。該放大器包括輸入級采用帶有跨導(dǎo)控制電路的互補(bǔ)差分對結(jié)構(gòu).輸入級的輸出采用折疊式寬擺幅共源共柵求和電路.輸出級采用具有相位補(bǔ)償?shù)腜MOS為負(fù)載的共源級電路。從仿真結(jié)果表明，尾電流控制式軌對軌運(yùn)放從性能結(jié)構(gòu)上非常適用于低壓低功耗應(yīng)用。