MOS晶體管的恒流性偏移
MOS晶體管斬波器的恒流性偏移可分如下兩種。
（1）尖峰電流(驅動電壓源通過極間電容的靜電感應電流)
（2）抽運電流
MOS晶體管的恒流性偏移：以上兩種成分均與驅動頻率成正比，在這一點上是相似的，但其極性相互抵銷;另外，與驅動電壓的關系也不同，所以不能作為一類進行討論。現(xiàn)以并聯(lián)型斬波器電路為例，試求尖峰的大小。
圖2.117為并聯(lián)型斬波器電路，等效電路如同圖(b )所示。方波驅動電壓經(jīng)極間電容CGD微分，其在漏側的輸出電壓如圖(C )所示,呈現(xiàn)按指數(shù)函數(shù)衰減的脈沖波形。斬波器由導通轉換到關斷的瞬間所產(chǎn)生的尖峰的時間常數(shù)很大，由關斷轉換為導通的時間常數(shù)就很小，所以兩個尖峰的面積，亦即對時間的積分值，前者比后者要大得多。
MOS晶體管的恒流性偏移：前者稱為關斷尖峰的面積，后者稱為導通尖峰的面積。這些尖峰經(jīng)交流放大器放大后通過同步檢波電路(包括檢波后面的低通濾波器)變換成直流。另一方面，直流輸入信號經(jīng)斬波器變成方波后也同樣被解調成直流。從而尖峰所引起的直流偏移的大小，須將同步檢波輸出信號除以直流增益而求得。同步檢波電路的檢波效率，根據(jù)不同的電路結構。
尖峰和方波信號的往往不一樣，所以只知道斬波器輸入電路中產(chǎn)生的尖峰波形，不可能求得其直流偏移的換算值。因此，一般是將同步檢波電路理想化，對尖峰與對方波信號一樣，取一個周期內的平均值作為直流偏移的換算值。這種方法對很多同步檢波電路，可得到大致正確的結果。
MOS晶體管的恒流性偏移：由圖2.117(C)可知，并聯(lián)斬波器電路中的關斷尖峰與信號源電阻成正比，導通尖峰與斬波器的導通電阻成正比，所以關斷尖峰的面積較大，其直流偏移換算值如下。
與驅動頻率f、驅動電壓幅度E、極間電容CGD以及信號源電阻Rg成正比。由于尖峰脈沖與Rg成正比,屬于恒流性偏移源。f、Rg由于電路性能的關系，不能隨意降低，MOS場效應晶體管作斬波器用時要補償從導通到關斷的工作，E也不能降低到必要的幅度以下，所以為了降低這種偏移，應加接其它電容來抵銷掉CGD的影響。
為此，一種方法采用圖2.118的反相位電源，另一種方法再加一個MOS型場效應晶體管。后一種方法的典型例子是串并聯(lián)斬波器電路。
在圖2. 119所示的串并聯(lián)斬波器電路中，設MOS場效應晶體管的極間電容為C2、C2、C4、C5、Rg、C1組成低通濾波器，電容C1與上述極間電容相比要大得多，所以流經(jīng)C2的尖峰電流通過C1作交流接地，其影響不會出現(xiàn)在輸出端。
同樣,流經(jīng)C5的尖峰電流也可忽略。因此，出現(xiàn)在輸出端的尖峰電壓由C3和C4產(chǎn)生。由于兩個MOS場效應晶體管在相反的相位下工作，ug1和ug2的相位剛好是相反的。設兩者有相等的幅度E，則輸出尖峰電壓波形為
比較式(2.170)和式(2.172),可知CGD被(C3-C4)所補償。因此，為了有效地降低串并聯(lián)電路中的尖峰偏移，應盡量使用極間電容相等的元件，MOS集成電路元件就很適用。
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